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电池充放电管理系统概要： 本系统以双向半桥变换器为核心，可以模拟电池的充放电管理，实现能量的双向传输。 采用英飞凌16位单片机XE162为控制核心，实现额定工作状态下双向输出电流稳定在±3A，同时根据电池电压的不同，可实现电池的浮充和特定的充放电曲线。 实验结果表明，当电池电压E保持在15V，直流母线电压Ubus大范围变化时，电池可以恒流I1=0.05A浮充，误差小于20% ; 当电池电压E保持在9V时，直流母线电压Ubus在较宽范围内变化时，可以实现要求的充放电曲线，误差小于10%，系统额定充电效率达到90.05%。 此外，系统还具有过压（Ubus≥28V）保护和欠压（放电模式下E≤7V）保护，自动恢复功能，并具有双侧电压、充放电电流显示功能。 关键词：双向半桥变换器PI闭环控制电流电压测量方案演示双向DC/DC变换器方案1：双向Buck/Boost转换？ Boost-Buck 图1 Buck/Boost变换器正向时Buck/Boost变换器工作时，此时开关管S1工作，S2截止。 如果S1处于导通状态，电池组和输出电容C2分别为电感L和负载供电。 如果 S1 处于关断状态，则二极管 D2 正向偏置并导通。 电感L为输出电容C2和负载供电，因此可以通过改变S1的占空比来调节变换器的输出电压U2。 当Buck/Boost转换器反向工作时，此时开关管S1截止，经过固定的死区时间后，开关管S2开始工作，能量反向流动，实现对电池的充电。电池组。 通过改变S2的占空比，可以控制充电电流，将其限制在最大反向电流。

如果S2导通，电容C1给电池组充电，能量储存在电感L中。当S2关断时，二极管D1正偏导通，电感L给电池组充电，电容C1。 方案二：双向半桥变换器Buck/Boost 图2 双向半桥变换器 当双向半桥变换器正向工作时，开关管S1开始工作，S2截止。 此时电路为Boost升压转换电路，反向工作，此时开关管S2开始工作，S1截止。 此时电路为Buck降压转换电路。 方案三：双向Cuk变换器 图3.双向Cuk变换器 当双向Cuk变换器工作在正向时，S1开关管工作，S2关断。 Cuk变换器中电容C3的容量要求大。 当转换器工作在稳态时，C3的电压基本保持不变。 当S1导通时，电池组给电感L1充电，电容C3通过负载和电感L2放电。 当S1关断时，电池组和电感L1给电容C3充电，电感L2可用于负载。 供电。 反方向工作时，开关管S1截止，S2工作。 S2导通时，负载对电感L2充电，电容C3通过电池组和电感L放电。S2关断时，负载和电感L2对电容C3充电。 ，电感L1为电池组供电。 综上所述，双向Buck/Boost变换器和双向半桥变换器采用电感传递能量，与双向Cuk变换器相比，可以省去大容量、高额定电压的转移电容。 另外，双向半桥变换器的开关元件和二极管的电压应力和电流应力最小。 在同等条件下，可选择额定电压较小的器件。 此外，转换器的有源元件导通损耗最小，比其他转换器效率更高。 ，所以我们选择选项 2。

总体方案说明 图4 总体方案系统采用英飞凌的16位单片机XE162作为核心控制器。 为实现电池电压E=9V，24V≤Ubus≤26V，可对电池进行I1=0.05A浮充，当E=9V，22V≤Ubus≤24V时，充放电曲线如图5所示可以实现。 在额定工作条件下（E=12V，Ubus=24V），系统可以双向输出电流（I1=±3A），利用XE162内部集成的10位ADC采样电池电压E，直流母线电压Ubus，以及两侧的电流 I1 和 I2。 根据采样得到的电池电压E的不同，系统采用不同的PI算法策略计算出两个开关管的工作状态和开关管的占空比，然后利用内部的CCU60（PWM产生单元）微控制器产生驱动信号。 送至IR2110驱动模块，控制开关管的通断，系统通过液晶实时显示系统两侧的电压和电流。 图5 自动充放电曲线理论分析计算参数设计 主电路电路图如下图所示。 可见主要元器件及参数设计为：电容C1、C2，电感L1，二极管D1、D2，开关管Q1、Q2，具体计算如下： 图6 主电路电感L1、电容C1、C2 当双向半桥变换器正向工作，开关管Q1开始工作，Q2截止。 此时电路为Boost升压转换电路，等效电路如下所示： 7 Boost转换电路输入电源电压Vin为18~21V，输出电压Vo为30V，开关频率设置为40KHz ，当电感电流连续时，可由Vo=Vin1-D计算出Dmin=1-VinmaxVomin=1-2130=0.3Dmax=1-VinminVomax=1-1830=0.4 当输入电源电压和输出电压变化，占空比从0.3到0.4，临界负载电流IOB=Vo2L1fsD(1-D)2当D=1/3≈0.333时，IOB有最大值IOBmax=2Vo27L1fsD越接近0.333越大IOB，使得最小负载电流Iomin大于临界负载电流IOB，即Iomin>Vo2L1fsD(1-D)2 取Iomin=0.3A，则L1≥Vo2fsIominD1-D2=302×40×103×余量0.3×13×1-132=0.185mH，取L1=0.2mH。

如果输出电压纹波小于1%，?VoVo=D?fCfS=D?1fS?1RC2≤0.01D越大，?VoVo越大，所以fc=1RC2≤0.01×fSD=0.01×40×1030.4= 1.0 KHz负载电阻为30Ω。 则C2≥Dmax0.01Rfs=0.40.01×30×40×103=33uF留余量，取C2=100uF。 反向工作时，开关管Q2开始工作，Q1截止。 此时电路为Buck降压转换电路。 等效电路如下图8所示。Buck降压转换电路的输入电源电压为24~36V，输出电压为18~21V，开关频率设置为40KHz，当电感电流为连续，由Vo=DVin可得Dmax=VomaxVinmin=2124=0.875Dmin=VominVinmax=1836=0.5 在工作范围内，占空比D在0.5~0.875之间变化。 如果电流是连续的，最小负载电流IOmin必须大于临界负载电流。 Iomin≥IOB=Vo2L1fs(1-D) 取Iomin=0.4 A：L1≥Vo2fsIomin(1-D)=18.52×40×103×0.4×(1-0.5)=0.289mH，取L1=0.3mH，即与Boost电路电感值一致。 取Iomax=2A，电流输出纹波为0.01A，则?IoIo=π22fCfS2(1-D)=0.005D越小，?IoIo越大，所以fc=12πL1C1≤fSπ2×0.0021-D=40×103π2×0.0021 -0.5=1.1139kHz要求C1≥1-D8π2L1fc2=1-D8×0.005×L1×402×106=68uF取余量，取C1=100uF。

综上，取C1=100uF，C2=100uF，L1=0.3mH。 二极管 二极管截止时，其承受的电压高于28V，通过二极管的最大电流为3A。 可选择动态特性好、导通压降小的肖特基二极管MBR20100。 额定电流20A，耐压100V。 0.8V的压降满足设计要求。 开关管截止时的电压高于28V，通过二极管的最大电流为3A，因此耐压值高于28V，额定电流应高于3A； 同时，由于开关管工作在近40kHz，开关损耗和驱动损耗与变换器的效率有关。 可以选用IRF540N，击穿电压可达100V，最大电流23A，导通电阻小于77mΩ，开关管上升时间39ns，可以满足设计要求。 双向DC/DC工作原理 当双向半桥变换器正向工作时，开关管Q1开始工作，Q2截止。 此时电路为Boost升压转换电路。 在此期间，二极管D2截止，输入电压Vin加到升压电感L1上，电感电流iL线性增加：L1?diL/dt=Vin。 Q1导通期间，iL?iL+=VinL1?Ton=VinL1?的增量？ D?Ts 此时，由于二极管D2截止，负载由电容C2供电，选择足够大的C值可以使Vo的变化很小。 在近似分析中，可以认为Vo在一个开关周期Ts内是恒定的。

在开关管Q1截止的Toff=Ts-Ton=1-DTs期间，此时输入电压Vin和iL给负载和电容供电，iL减小，C2充电，L1上加电压为Vin-Vo，Vo大于Vin，iL线性下降，L1?diL/dt=Vin-Vo，在Q1截止期间，iL?iL-=Vo-VinL1?Ts-Ton=Vo-的下降VinL1?1-D?Ts 稳定工作状态下，Q1导通期间，电感电流的增量?iL+等于Q1关断期间的减少量?iL-，升压比M得到=Vo/Vin=1/(1-D)。 反向工作时，开关管Q2开始工作，Q1截止。 此时电路为Buck降压转换电路。 Buck降压原理如下：开关管Q2导通期间Ton=DTs，直流电源电压Vin直接通过开关管Q2。 输出，电压VEO=VS，此时二极管D1在反压下截止，电源电流通过开关管Q2流入电感负载，电感电流上升，期间Toff=Ts-Ton=1- DTs期间开关管Q2截止，负载与电源断开。 由于电感电流不能立即为0，电感电流继续流过负载和二极管D1。 如果电感器电流在 Q2 被阻断时的整个 Toff 期间没有衰减到 0，则二极管 D1 保持流动。 导通，变换器输出电压VEO=0，在一个周期Ts(2π)内，输出电压VEO为脉宽为θ角、幅值为Vin的矩形脉冲波。

脉冲波周期为Ts，角频率为ω=2πf=2π/Ts，脉宽角θ=ωTon=2πTon/Ts=2πD，占空比D=θ/2π，VEO(ωt)的傅里叶表达式是VEOωt=C0+n=1∞ancos(nωt) 输出电压的直流平均值VO=C0=12π02πVEOdωt=12π?Vin?θ=12π?Vin?2πD=DVin 得到变压比M=Vo/Vin= D. 电流电压检测 测量电流电压，我们使用INA128和TLC082芯片。 INA128 是精密低功耗仪表放大器，TLC082 是精密单电源运算放大器。 电压测量示意图如下： 图9 电压测量示意图电池电压E的变化范围为7~15V。 对于E的测量，我们在E的两端并联R4=39KΩ和R3=100KΩ的电阻，将R4两端的电压送至INA128的两个输入端，INA128的输出计算为如下： VOUT=Vref+(1+50kΩR5)(Vin+-Vin-) 其中取Vref=0V断开INA128引脚1和引脚8，相当于R5=∞，所以VO=Vin+=V?R4/(R4 +R3)，使得VO的变化范围可以在0~5V之间，便于单片机进行ADC处理。 同时电池电子负载充放电，第二级采用电压跟随器，将输出电压限制在0~5V，防止单片机烧毁。

直流母线电压Ubus的变化范围为22~28V。 Ubus的测量，在Ubus两端并联R4=47KΩ和R3=150KΩ的电阻，R4的电压送至INA128的Vin+端，由REF5050产生5V参考源送至Vin-端，Vref=0V，R5=33KΩ，所以V?R4/(R4+R3)VO=(1+50kΩ33kΩ)(Vin+-5)=(1+50kΩ33kΩ)(V?R4R4+R3-5)这样可以使VO的范围在0~5V之间变化。 电流检测的实现是在电路中串联一个0.05Ω的采样电阻。 电流测量原理图如下： 图10 电流测量原理图 由于本次测量需要采集负电流，单片机只能接受0~5V之间的电压，所以REF5025产生的2.5V参考源为送到INA128的5脚，采样电阻的电压送到Vin-和Vin+脚。 当采集到的电流为正电流时，Vin+脚电压大于Vin-脚电压。Vin+脚电压经过两级放大后，可以使输出电压保持在2.5~5V。 当采集到的电流为负电流时，Vin+脚电压低于Vin-脚电压。 经过两级放大后，输出电压保持在0~2.5V。 保护电路及系统自动恢复设计 通过检测电池电压E和母线电压Ubus，单片机内部计算，当Ubus≥28V，放电模式E≤7V时，单片机关闭PWM波的输出，使两个开关管处于截止状态。 延时5s后，单片机产​​生PWM波判断电路状态。 当状态正常时，系统恢复工作。 否则，单片机继续关闭PWM波的输出。 恢复功能。

电路及程序设计 主电路原理图及说明 图11 主电路原理图 本系统模拟蓄电池充放电管理系统，光伏电站的母线电压和蓄电池可以通过稳压器和电阻实现。 控制方法及控制流程图 系统控制采用以英飞凌公司XE162单片机为核心的最小系统版本。 芯片自带的10位ADC用于电压电流采样，CCU60和CCU61模块用于产生PWM波。 主要功能部分主要负责人机交互，显示系统各模块的当前参数和状态，包括各种电压和电流。 系统根据采样电池电压E值将控制范围分为四段，对采样电压值和给定电压值进行PI计算，计算后将控制器的输出转换成相应的占空比，调节输出控制信号PWM波占空比，从而实现课题的各项指标。 将采样得到的电压值与欠压、过压保护阈值进行比较，从而中断PWM波，实现欠压、过压的自动保护和恢复。 控制流程图如下： 图12 软件控制流程图 RC 缓冲电路是在开关电源带变压器的拓扑结构中设计的。 开关管关断时，电压和电流重叠会造成损耗。 散射电容，当功率开关管关断时，电路中也会出现过电压，产生振荡。 如果峰值电压过高，会损坏开关管。 同时，振荡的存在也会增加输出纹波。 为了降低关断损耗和峰值电压，需要在开关管两端并联一个缓冲电路，以提高电路的性能。

根据经验，R=10ΩC=40nF 充电效率分析计算公式 输入功率 PIN=Ubus×I2 输出功率计算公式 POUT=E×I1 效率 η=PINPOUT 提高效率的主要目的是为了减少电池的损耗转换器。 损耗主要包括 MOSFET 开关损耗。 可以通过降低开关频率来提高系统的效率。 另外，选择导通电阻较小的开关管，可以提高效率。 测试数据及分析 测试方法采用直流稳压源（DF1731SLL3A）取电，用数字万用表测量输入输出端的电压和电流，监测电流和电压，并计算系统充电和放电效率。 用数字示波器TDS1002B观察电池在额定工作条件下的充放电纹波。 观察液晶显示屏上的电压和电流值，并与万用表显示的值进行比较。 调整负载，E，Ubus，实现电池的充放电曲线，观察E=7V欠压保护，Ubus=28V过压保护和自恢复功能。 测试仪器表1 测试仪器序列号名称、型号、规格数量1 Fluke 15B 数字万用表22 直流稳压源13TDS1002B 数字示波器1 测试数据额定工作状态记录表2 充电额定工作状态记录E/VI1/AUbus/VI2/AI1p -p /A 12.03.06924.01.7840.08 表3 放电额定工作状态记录 E/VI1/AUbus/VI2/AI1p-p/A 12.0-2.98724.0-1.7760.09 充电效率计算 表4 充电效率计算E/VI1/ AP1/ WUbus/VI2/AP2/Wη=P1/P212.03.02736.32424.01.77442.57685.32%充放电指示记录表5 充放电曲线记录Ubus/V22.022.322.522.722.923.123.3I1/A-3.011- 3.009-3.007 -1.813-0.5950.6071.812Ubus/V23.523.724.0I1/A3.0093.0113.008 根据记录的充放电电压和电流，实际充放电曲线如下： 图13 实际对比测量曲线 LCD电流电压显示值与实际值 表6 电池电压测量实际值显示值误差 E/V9.09.070.78.012.100.83.015.120.80% 表7 电池电压测量实际值显示值误差电池端电流I1/A0.5020.511.59%1.0031.021.69%1.5041 .521.06% 表8 直流母线电压实测值显示值误差Ubus/V22.022.060.27% 24.024.120.50% 26.026 .150.58% 表9 直流母线端子电流I2/A0.5030.511实测实际值显示值误差。 39% 1.0051.032.49% 1.5061.520.93% 过压保护和欠压保护电压测量值 过压保护电压测量结果为28.4V。

掉电电压测量值为 6.9V。 结果分析及改进方法 结果分析结果表明，可以实现能量的双向传输，充放电电流可达3A，误差小于3%。 可实现0.05A小电流的电池浮充，误差小于10%。 可实现所需的充放电曲线电池电子负载充放电，误差小于5%。 测试结果符合课题要求。 改进方法采用INA333或INA282将电流测量置于高端，可以提高电压测量和显示精度。 此外，还可以分段测量电流，进一步提高电流测量精度。 参考文献 [1] 陈健． 电力电子——电力电子转换与控制技术。 北京：高等教育出版社，2004.12． [2]康华光． 电子技术基础（第四版）。 北京：高等教育出版社，1999 ．